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LC滤波器设计软件的种类繁多，早已步入寻常百姓人家，本文从使用简单、方便的角度来推荐几款免费设计软件。
a）AADE公司的FilterDesign它可以帮助工程师简单、快速地设计几乎是任何类型的集总参数的低通、高通、带通和带阻滤波器，同时也可以显示滤波器的插入损耗、回波损耗、群延迟和输入阻抗等。使用该滤波器设计软件时，当频率升高，内部的寄生耦合电抗和分布电抗就将破坏它的设计精度。由于寄生效应自然地降低了滤波器的中心频率，所以设计的频率比实际需要的频率要高一些。
b）RF-Filter.exe软件该软件使用非常简单，仅需选择所需用的函数类型、阶数、源阻抗和负载阻抗等参数就可设计出所需参数和仿真波形。用该软件设计一个输入输出阻抗为50Ω、7阶巴特沃斯、截止频率为200MHz的低通滤波器时的仿真波形和电路，用归一化参数计算和仿真设计的参数几乎完全一致，如图1所示。
c）FilterSolutions10.0滤波器设计软件该软件如图2所示。
d）Helical.exe螺旋滤波器设计软件该软件如图3所示。
用该软件设计时输入输出阻抗需要匹配，如果参数设置不合理时，就可以拒绝进入主界面，该款软件适合于窄带滤波器设计。c）FilterSolutions10.0滤波器设计软件该软件如图2所示。d）Helical.exe螺旋滤波器设计软件该软件如图3所示。用该软件设计时输入输出阻抗需要匹配，如果参数设置不合理时，就可以拒绝进入主界面，该款软件适合于窄带滤波器设计。
2进行LC滤波器工程设计时，考虑PCB的事项
a）频率越高时，较薄的介质层将增加插入损耗，增加介质层的厚度将减少这些损耗，但与此同时会增加电路板的穿孔电感或者会产生我们所不期待的信号传输模式。介电常数Er较高时将会增加介质中的损耗，而且也会稍微增加导体中的损耗。当LC滤波器需要尽可能小的插入损耗时，虽然选择较厚的PCB板会减少损耗，但也增加了穿地电感，介电常数Er应较小些。上面提到的穿透孔产生的穿地电感可由如下公式计算：这个公式说明了穿透孔的直径越小、穿透孔的长度越长则穿地电感越大。所以通过PCB板设计滤波器时，要使穿地电感越小则PCB越薄，滤波器的高频衰减特性越好。所以选择PCB板的厚度时必须考虑插入损耗和穿地电感的折衷。同时通过该公式可以算出穿地电感的实际值，在设计LC滤波器参数时，可以使穿地电感看成是线圈电感的一部分，使串联到电容器的电感值选得小一些。
b）LC滤波器通过PCB板工程制作时，所有元器件的引线必须最短以减少损耗和引线电感。传输的微带线保持50Ω的恒定阻抗，以减少失配损耗及由不连续阻抗引起的反射。在1GHz时，即使1cm的短线，也会有约10nH的电感，形成一个几乎很纯正的电感器。滤波器的微带线中的所有弯曲都应该斜接或者变成圆弧状，以防止辐射到相邻的电路中。一般地线通过最短的路线，通常是通过一个穿透孔接到PCB的接地板，主要是为了降低返回路径的对地电感。同时从PCB顶端的接地板到底端的接地板，应该以1/4波长或者更小长度的间隔，有规律地设置穿透孔。整个PCB的设计尽可能地减小实际的尺寸以减少损耗和辐射。元件应该交叉配置在微带线的两侧，以改善高频域的隔离程度。电容器接地旁边要有穿透孔，空余的地方尽可能地配置上引线孔。LC带通滤波器的制作要选用寄生电感量小的电容器，使含有寄生电感的LC谐振电路的谐振频率重合在几何中心的频率上。
c）进行LC滤波器的工程设计时，必须要考虑到PCB线、元器件和导线之间的耦合。可通过使用屏蔽、减少载流环路的区域、印刷板引线成直角和传输RF电流的印刷板引线互相保持一定的距离来减轻这些不好的能量耦合。当RF信号遇到LC滤波器的耦合电容时，为了减少阻抗变化范围和降低电压驻波比VSWR，元器件应该与微带线具有相同的宽度，并且焊接的轮廓应该平滑以便不干扰信号流。
进行LC滤波器工程参数设计时的考虑事项
a）如果滤波器要隔直流信号，那么应在输入端加一个很大的电容，使得在最低频率上的电抗小于1Ω。如果该LC滤波器是高通滤波器，为阻止直流信号，就应该在输入端接一个串联电容，而不是并联一个电感。
b）如果要设计精度更高的滤波器就要采用更加复杂、准确的现代滤波器理论技术或者更昂贵软件程序来考虑寄生效应的影响。对于低要求应用场合和极点数少的情况下，仅通过软件仿真设计就足够了。频率大于30MHz时，表面安装的元件导致的分布式电抗会使滤波器的中心频率显著地降低，必须考虑寄生响应的影响。可通过减少绕组直径和圈数来减少电感器的匝间电容，可通过更小的元器件来减轻所有元器件的接地电容，可使用以电感相交成直角的方式来减轻电感的相互耦合，可通过使用一个并联的电容器来减轻引线内的固定电感，减小电容器的寄生电感，通过上述方式可减轻寄生响应的影响。
c）LC滤波器在高频率设计时，选用高Q值的电感可以减少插入损耗和降低边缘的圆滑程度。电容器要选用自感量小的元件，如果电容的容许误差较差或者温度特性差就会使得通带特性、中心频率、回波损耗发生变化。可采用将一个电容分为两个只有一半容量的电容器后再并联的办法，从理论上说，电感量可以减少一半，阻带衰减量实际上可改善约10dB。
d）根据衰减频率部分，考虑到费用、插入损耗、群延迟变化和物理尺寸的要求，滤波器应该设计成最小阶数。在没有放大器连接之前，若将设计好的滤波器级联，就会导致交互感应。
进行LC滤波器工程设计时考虑的滤波器函数选型事项
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0.前言
随着电力电子装置的广泛应用,电网中的谐波污染也日益严重。另外,许多电力电子装置的功率因数很低,给电网带来额外负担并影响供电质量。可见消除谐波污染并提高功率因数,已成为电力电子技术中的一个重要的研究领域。解决电力电子装置的谐波污染和低功率因数问题的基本思路有两条: (1)装设补偿装置,以补偿其谐波和无功功率; (2)对电力电子装置本身进行改进,使其不产生谐波,且不消耗无功功率,或根据需要对其功率因数进行控制。
1.无功与谐波自动补偿装置的原理
1.1有源电力滤波器的原理
电力滤波器主要包括有源滤波器和无源滤波器,或两者的混合,即混合滤波器。
有源电力滤波器(APF)根据其与补偿对象连接的方式不同,分为并联型和串联型两种,而并联型滤波器在实际中应用较广。下面以并联型有源滤波器为例,介绍其工作原理。论文参考。HPF(High Pass Filter)是由无源元件RLC组成的高通滤波器,其主要作用是滤除逆变器高频开关动作和非线性负载所产生的高频分量;负载为谐波源,它产生谐波并消耗无功功率。有源电力滤波器主要由两部分组成,即指令电流运算电路和补偿电流发生电路(PWM信号发生电路、驱动电路和逆变主电路)。指令电流运算电路的作用是检测出被补偿对象中的谐波和无功电流分量,补偿电流发生电路的作用是根据指令电流发出补偿电流的指令信号,控制逆变主电路发出补偿电流。
作为主电路的PWM变流器,在产生补偿电流时,主要作为逆变器工作。为了维持直流侧电压基本恒定,需要从电网吸收有功电流,对直流侧电容充电时,此时作为整流器工作。它既可以工作在逆变状态,又可以工作在整流状态,而这两种状态无法严格区分。
有源滤波器的基本工作原理是:通过电压和电流传感器检测补偿对象(非线性负载)的电压和电流信号,然后经指令电流运算单元计算出补偿电流的指令信号,再经PWM控制信号单元将其转换为PWM指令,控制逆变器输出与负载中所产生的谐波或无功电流大小相等、相位相反的补偿电流,最终得到期望的电源电流。
1.2无功与谐波自动补偿装置的原理
为适应滤波器要求容量大这一特点,我们采用了有源电力滤波器与无源LC滤波器并联使用的方式。其基本思想是利用LC滤波器来分担有源电力滤波器的部分补偿任务。由于LC滤波器与有源电力滤波器相比,其优点在于结构简单、易实现且成本低,而有源电力滤波器的优点是补偿性能好。两者结合同时使用,既可克服有源电力滤波器成本高的缺点,又可使整个系统获得良好的滤波效果。
在这种方式中,LC滤波器包括多组单调谐滤波器和高通滤波器,承担了补偿大部分谐波和无功的任务,而有源滤波器的作用是改善滤波系统的整体性能,所需要的容量与单独使用方式相比可大幅度降低。
从理论上讲,凡使用LC滤波器均存在与电网阻抗发生谐振的可能,因此在有源电力滤波器与LC滤波器并联使用方式中,需对有源电力滤波器进行有效控制,以抑制无源滤波器与系统阻抗之间发生谐振。论文参考。
2.无功与谐波自动补偿装置控制系统设计
2.1系统技术指标
(1)适用电源电压等级: 220 V(AC) , 380V(AC)
(2)有源滤波器补偿容量: 50kVA(基波无功);150A(最大瞬时补偿电流)
(3)可以控制的无源补偿网络的功率等级: 500kVA。
(4)在无源补偿网络容量范围内,补偿后的电源电流:功率因数高于0. 9,总谐波畸变系数(THD) <5%,三相负载电流的不对称系数<3%。
(5)可适用的运行环境:室内;温度-20~
55℃;相对湿度<90%。
2.2有源滤波器控制系统的设计
双DSP芯片分别采用浮点芯片TMS320VC33和定点芯片TMS320LF2407,以下简称为VC33和F2407。对VC33来讲,其运算能力很强,主频最高为75MHz,但片内资源和对外I/O端口较少,逻辑处理能力也较弱,主要用于浮点计算和数据处理;而F2407正好相反,其片外接口资源丰富,I/O端口使用方便,但其精度和速度有一定限制。所以用于数据采集和过程控制。
中央控制器由F2407实现,主要用于①主电路电压、电流的采集;②四象限变流器的控制;③无源补偿控制指令的;④显示、按键控制;⑤与上位机的通讯。两个DSP芯片通过双端口RAM完成数据交换。通过这两个DSP芯片的互补结合,可充分发挥各自的优点,使控制系统达到最佳组合。各相无源补偿网络的控制及电流检测由各自的控制器完成。各控制器通过光电隔离的RS-485通讯总线与F2407相连。
3.结论
3.1提出了一种新的电力系统谐波与无功功率的综合动态补偿方式,对无功与谐波自动补偿装置主电路和控制系统工作原理进行了分析。
3.2由于电源系统的谐波对应于一个连续的频谱,投入有源滤波器可以大大改善滤波性能,并能抑制LC电路与电网之间的谐振。有源滤波器的控制系统采用了基于双DSP结构的全数字化控制平台。论文参考。
3.3在此项目的实践中,电力系统的功率因数提高到0.9以上,完全符合此项目合同的技术性能指标。同时使供电网的谐波得到了有效抑制。通过仪器检测5次、7次等谐波电流几乎为零值。
【参考文献】
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按照低通滤波器的衰减特性，可以分为巴特沃斯滤波器、切比雪夫滤波器、考尔参数滤波器和一般参数滤波器。后两类滤波器要求元件严格符合设计值，而且为了达到设计的目的所需的阶数都较高这为滤波器的实现带来了困难[6]，因此本文仅针对巴特沃斯和切比雪夫滤波器的输出特性进行讨论。
2.1巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器简介巴特沃斯滤波器又称最平响应滤波器，在靠近零频率（直流）处具有一个最平通带，其平坦度随着阶数的增大而增大。趋向阻带时，衰减单调增大，在ω=∞上出现无限大值。其衰减特性如图1a所示。当截止频率为ωp时，其传输函数的模平方和衰减分别为切比雪夫滤波器的特点是，通带内衰减在零值和所规定的上限值之间做等起伏变化；阻带内衰减单调增大，在ω=∞上出现无限大值。其传输函数的模平方和衰减分别为
2.2相同衰减特性时阶数的确定首先研究一下当Ω很大时，巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的衰减特性。由式（2），若Ω1，则巴特沃斯滤波器衰减近似为由上式可知切比雪夫滤波器的衰减特性渐进于由起始值6(n?1)+20lgε开始，按每倍频程6ndB的速率上升的直线。且假设通带最大衰减为Ap，两滤波器有共同的表达式p20.1101Aε=?巴特沃斯滤波器阶数选取公式
3PWM整流器直流滤波器分析
3.1滤波器阶数的选取当整流器为电流源型PWM整流器时，其输出充电电流的谐波含量与整流变压器输出电压U0、调制比m、直流侧储能电感L、电池内阻r0以及电池端电压E0有关，当U0、r0和E0已定，PWM整流器输出电流谐波随着m的增大而减小。考虑极端的情况，假设oU/3=150V，电池端电压为E0=48V（根据目前实验室已有的条件，模拟4节12V/150A的串联电池组），r0=0.3Ω，直流侧储能电感为3mH，则按照10h率充电的原则，调制比应设在0.23左右，输出电流谐波含量为14.5%。因为PWM整流器输出谐波主要为高次谐波且与开关频率k有关[7]。按照2.1.1节方法，重新设计滤波器阶数，则巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的阶数都为3。
3.2相同阶数时两类滤波器比较分析同为3阶时巴特沃斯和切比雪夫滤波器的响应时间。根据文献[8]，我国低压电网的阻抗值远大于动力蓄电池组的阻抗值，因此设计按匹配型滤波器设计充电机的直流滤波器会影响滤波效果，缩小输出电流的可调范围。按照非匹配型滤波器设计，并根据系统电压可近似看作恒定不变的特点，以恒压源激励的非匹配型滤波器设计两类三阶的滤波器。恒压源激励的三阶巴特沃斯和切比雪夫滤波器拓扑结构相同，如图2所示。参数见表1。系统的响应时间可近似由其阶跃响应得到。因为电池充电时滤波器两侧都有电源，将图2所示结构滤波器看作是由端口N1和N2构成的含源双端口网络，很容易写出当N1激励为U1，N2激励为E1时，N2电流I2对U1和E1的响应为当电池组内阻为0.3Ω，Ap取1～10之内的整数时巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器的参数见表1。其中电感的单位为毫亨，电容的单位为微法。将表1的数据代入式（7）求拉氏反变换即可求出其阶跃响应。理论上说两滤波器的阶跃响应都是趋于无穷远处的减幅振荡，为了比较两滤波器的响应速度，认为振荡幅值小于稳定值的0.1%时即达到稳态，则系统响应时间见表2响应时间对应数据。
4仿真验证
4.1电流型PWM整流器滤波基于Matlab环境按照图2所示搭建电池充电系统，其中整流器选择电流型PWM整流器。因为电流型PWM输出电流谐波含量与整流变压器输出电压U0、调制比m、直流侧储能电感L、电池内阻r0以及电池端电压E0有关，论文仅讨论其他因素一定，调制比较低时的滤波效果（此时输出谐波含量较高）。此时仿真系统内参数设置为，整流变压器输出相电压为150V，直流储能电感为3mH，电池内阻为0.3Ω，端电压为48V，按照20A充电，m=0.23。将表1数据分别代入该系统的滤波器，仿真比较巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器输出的滤波波形及其滤波效果。计算出相对于直流的谐波畸变率。因为滤波后各次谐波含量基本在0.5%以下，为了便于观察谐波分布情况，图中将基波含量略去不显示。计算结果见表2。限于篇幅，本文仅给出当Ap=5时，电流型PWM整流器输出电流波形，如图3所示。从表2和图3可以看出，当滤波器的阶数为3时，巴特沃斯滤波器的滤波效果和响应时间，整体输出性能要优于切比雪夫滤波器，因而更加适合于电流型PWM整流器直流侧滤波器的设计。
4.2三阶滤波器与滤波电感的比较因为直流侧电感的取值是限制电流型PWM整流器应用的一个关键因素，根据文献[10]，要达到电池充电低纹波的要求，电感取40mH。因此本文设计了当直流侧仅用40mH电感滤波的电路，与Ap=5时巴特沃斯滤波器的滤波效果进行比较，仿真波形如图4所示。由图4可以看出，稳态时电感两端压降达到212V，而滤波器仅为60V。因为本文仿真所用为理想元件，因此对输出电流几乎没有影响，但是实际上电感元件是有内阻的，如此大的压降必定会产生巨大的损耗，这直接造成了能源的浪费。如果将滤波电感的内阻设为0.14Ω，则充电电流仅为15.6A（此部分在实验部分有进一步的验证）。因为电感滤波响应时间较慢，因此论文选取1.98～2s间的数据进行分析，当以直流为基准时，计算输出电流谐波含量，电感滤波计算结果为0.5710，滤波器计算结果0.3492，而且三阶滤波器的响应时间明显少于电感滤波的响应时间。仿真表明，无论对电感的需求还是实际滤波效果，三阶滤波器的效果要优于电感滤波。
5实验论文进行了三方面的实验验证：首先根据同一输出特性，设计了相同阶数和拓扑结构的巴特沃斯和切比雪夫滤波器进行滤波实验，验证两组滤波器在相同要求下各自不同的输出特性；然后在开环情况下，通过改变PWM整流器的占空比m改变输出电流的数值，以验证巴特沃斯滤波器的响应速度和稳态性能；最后进行了纯电感滤波和采用三阶滤波器滤波时，滤波电流响应速度和稳态性能的比较，验证三阶滤波器在响应速度和减小损耗两方面的优点。
5.1两滤波器输出特性比较图5所示为当Ap=3时，巴特沃斯滤波器和切比雪夫滤波器滤波前后电流波形以及滤波后电流频谱分析的结果。其中图5a和图5b是两滤波器滤波前后电流的对比，上半部分为滤波器输入电流，下半部分为滤波器输出电流，图5c和图5d是将数字滤波器DL1600采集的电流数据进行频谱分析后的结果。因为滤波后谐波含量较小，含量最大的为0.3%，因此显示时略去了柱状图中表示直流电流含量的部分，以便观察。由实验波形可以看出，两滤波器在稳态的滤波效果是满足滤波要求的，切比雪夫滤波器因为在阻带有较高的衰减增长速率，因而稳态滤波效果优于巴特沃斯滤波器。但是切比雪夫滤波器的传输函数在阻带内有等波纹的衰减，而巴特沃斯滤波器在阻带内衰减是平坦的，两者的传输特性决定了在相同的设计要求下，切比雪夫滤波器的响应速度比巴特沃斯滤波器要慢得多。为了增加直流侧滤波器频率较低谐波的衰减，需要增大Ap取值，这将增加切比雪夫滤波器的响应时间。在实验中切比雪夫滤波器需要120ms达到稳态，而巴特沃斯滤波器仅需40m即可达到稳态。
5.2巴特沃斯滤波器的响应特性在开环情况下通过改变调制比m改变输出电流I0，以验证滤波器的综合性能。调制比m数值由0.40.70.40.7，实验结果如图6所示。其中图的上半部分是滤波前的电流的波形，图的下半部分是滤波后的波形。限于篇幅略去了FFT的分析结果。经计算总谐波含量均小于0.5%。实验表明滤波器具有良好的滤波效果和响应速度。
5.3电感滤波与三阶滤波器的比较图7所示为电池端电压12.8V，变压器输出35V，直流侧采用三阶巴特沃斯滤波器和仅采用40mH电感滤波的实验波形。由于电感滤波时，PWM整流和电感是串联电路，因此无法进行滤波前后波形对照。但是因为图7a和图7b中除了滤波元件外，其他实验条件完全相同，因此电感滤波前的波形可以参考图7a中滤波前的波形。二者输出电流的频谱分析如图7c和图7d所示。从实验结果可以看出，三阶滤波器滤波电流频谱中6次及以上的谐波含量非常小。这是因为滤波器设计时以6次为阻带频率的起点；大于6次的谐波对应的衰减是按照频率的增大单调上升的直线。谐波次数越高，对应的衰减越大，因而6次及以上的谐波得到了很好的抑制。而电感滤波虽然对于最高次谐波的滤除效果接近三阶滤波器，但是总的谐波含量要大得多，这是因为电感滤波仅仅是利用元件“恒流”的原理减小电流纹波的缘故。因此三阶滤波器虽然所用两个电感远小于电感滤波时需要的电感值，但是滤波效果和响应速度要优于电感滤波。由实验还可以看出，由于电感的压降远大于滤波器压降，其损耗大于三阶滤波器，因此在相同的条件下，其输出电流仅为滤波器滤波的80%。用电桥法测量电感的内阻为0.14Ω，此结果进一步验证了仿真的结论。本实验证明，电流型PWM滤波器直流侧采用三阶巴特沃斯滤波器后，选用较小的电感值就能输出相对恒定的电流（谐波含量小于0.5%），达到大电感才能达到的滤波效果。而且由于滤波器两端的压降小于纯电感，因此损耗较小，能够输出更大的电流。
篇4
下午好！
我是通信工程专业14级秋季班的郭胜强，学号1409421031001，这篇论文是在我的指导老师李彦菲副教授及南广学院何光威副教授的悉心指点下完成的，论文的选题是经该论文选题是经李老师审核通过并给我提出此文的写作基调和原则，何老师在我撰写论文的过程中付出了大量心血，本文经过一二三稿并最终定稿，这期间何老师对我的论文进行了详细的修改和指正，并给予我许多宝贵的建议和意见，给予了我极大的帮助。在专业知识水平上，二位老师敢于尝试、锲而不舍、推陈出新的的精神是我永远学习的榜样，并将积极影响我今后的学习和工作，在此我谨向李老师、何老师表示崇高的敬意和衷心的感谢。不管今天答辩的结果如何，我都会由衷的感谢二位老师的帮助和指导，感谢各位评委老师的批评指正。
下面我将这篇论文的毕业论文选题的目的、意义、写作内容、成果、结论、存在的不足向各位老师作简要的陈述。
首先，我想谈谈为什么选这个题目及这篇文章的目的和意义。
我当时之所以选择《基于FPGA的数字音频信号源设计实现》这个题目是因在日常遇到的问题中有很多需要进行声音处理，所以选用FPGA器件实现音频信
号源处理的方案，即对声音信号进行了采集、处理、传输存储和还音回放工作以及如何在噪声环境中如何能有效地地把需要的语音信号提取出来，消除或者衰减噪声，从而显著提高数字音频信号源的质量方面的工作。另对系统如何进行声音信号采集、声音信号模数转换、编码、压缩、声音信号滤波、音频信号输出、传输、还音等工作进行了探讨。
其次，我想谈谈这篇文章的结构和主要内容。
我的论文主要分为以下5个部分：
第一部分主要音频采集、数据处理部分基本原理
首先使用话筒把收集到的语言信号作为输入信号，然后将收集到的音频信号转换为连续的电信号，耳机播放的声音是由经过滤波后转换的模拟音频信号；LM4550(AC-972.1)芯片将输入的模拟音频信号经过采样、量化、编码转换为数字音频信号；FPGA中的AC-97模块用来发送及接收256bit的串行数据流，具有I/O的18位立体声PCM数据端口；AC-97Commands的命令则是用来执行初始化命令和设置放大器增益等；FPGA通过配置接口编写Verilog程序来控制LM4550(AC-972.1)芯片的正常工作；FPGA和LM4550(AC-972.1)芯片通过数据传输接口实现音频信号编码后的的发送与接收；FIR滤波器将LM4550传输来的数字化音频数据处理后，经过数据传输接口传送到LM4550(AC-972.1)芯片的模数转换后，其模拟信号由耳机线路输出。
第二部分数据传输部分，本设计的数据传输部分拟采用以太网传输，具体来说使用3类双绞线的l0BASE-T方式，在上一节中提到的通过帧结构封装，多路时分复用后的数据流转换成串行数据后，通过以太网芯片，对数据流进行IP包的封装，封装好的IP包，通过RJ45的接口，经华为QuidwayS2700series交换机，再通过RJ45的接口按照协议传送到服务器，并将数据流信息存储到服务器上。
第三部分是还音部分
还音是整个音频系统的最后一个环节[6]，还音的过程是这样的，通过网络将服务器中的数据流信息传送过来，由于先前对多路音频进行了时分复用，所以在此首先对数据流信息进行解复用，解复用后，生成多路音频数据流，将每一路音频数据流进行帧结构解析，去除帧头，帧尾，通道号，时间同步信号信息，纠错码信息，同时将时间同步信号信息和通道号信息提取出来，这样就解析出来带有通道的多路音频数字信号，这些信号之间的延迟信息通过时间同步信号信息来体现，然后将每一通道的音频数据信息进行归一化处理，形成可以播放的wav文件，根据通道号和时间同步信号信息通过不同的扬声器播放出来，到此，就完成了还音的过程。
第四部分主要是各模块的设计
（一）音频采集、处理硬件平台的实现（二）传输部分平台的实现（三）还音部分平台的实现
第五部分主要是系统的综合测试和整体实现（一）采集、处理部分的整体实现
（二）系统功能验证和效果分析及硬件实物验证（三）传输存储和还音部分综合测试和整体实现
我的论文结论是：本课题研究了基于FPGA的数字音频源设计实现，并利用FPGA设计了对声音信号进行了采集、处理、回放以及如何在噪声环境中如何能有效地地把需要的语音信号提取出来，消除或者衰减噪声。同时进行了传输存储和还音重放的设计工作，
系统在设计过程中以Xilinx公司Spartan-6系列XC6SLX45芯片为核心芯片，通过XC6SLX45芯片控制LM4550将麦克风采集到的语音信号实时的处理转换为数字信号，并将数据传给主控制芯片XC6SLX45，对数字音频信号进行滤波处理，滤除非有用信号。利用FPGA(FieldProgrammableGateArray，可编程门阵列)可反复编程、擦除、使用的特点成功的解决了语音滤波器可重构的特点。本文中基于FPGA的音频采集系统中的滤波器的设计实现了结构灵活、实时性好、通用性强、占用资源少、运行速率高等优点。
本文对系统如何进行声音信号采集、声音信号模数转换、编码、压缩、声音信号滤波、音频信号输出、传输、还音等工作进行了探讨。本论文主要完成工作如下：
1.实现了音频的采集，信号稳定。
2.对音频信号的处理完成了简单的同步处理，3.对音频信号采用时分复用方法进行数据处理。4.完成了对信号的测试。
5.接收的音频数据能够通过软件解析接出来。
6.本系统把从话筒收集到的语音信号进行实时处理转换为数字信号，并将数据传给主控制FPGA芯片XC6SLX45，然后对数字音频信号进行滤波处理，通过设计数字滤波器来处理噪声信号，消除或者衰减噪声。
7.借助MATLAB软件来设计FIR数字滤波器，使用FDATooI工具箱设计滤波器的系数。利用MATLAB/Simulink建模及算法级仿真，验证了设计滤波器的可行性。
8.采用时下比较流行的SystemGenerator设计FPGA的方式，构建了音频采集系统中的滤波器的硬件模型。完成了采集模块、时钟控制模块、按键防抖动模块、滤波系统模块的设计与仿真，并在ISE软件中进行了综合，验证了软件设计的可行性。
最后，我想谈谈这篇文章存在的不足。本文设计把首先对模拟音频信号进行量化采集，其次量化音频信号通过FPGA数据处理，是否通过FIR数字滤波器输出，然后通过异步串口输出存储，最终通过软件解码，对音频量化信号归一化处理，将声音回放出来。整个过程已经实现。但是还存在一些问题，需要进一步的改进和加强。
篇5
本世纪以来，在欧美日等国，对于双频滤波器的研究与设计一直受到极大的重视，迄今已开发了多种形式的双频滤波器，发表了很多论文和研究报告。微波双频带通滤波器，可以同时工作在无线通信两个不同频带。这种滤波器是用一个双频单元来处理两个频带的信号。常用的设计方法主要有利用谐振腔结构的高频寄生通带，即把谐振腔的基模谐振频率和它的第一个杂散响应频率通过合理的耦合设计，分别形成双频带通滤波器的第一和第二通带。本文论述一种采用耦合谐振腔的双频带通滤波器的分析和设计方法。
1 耦合谐振腔双频带通滤波器原理
双频耦合带通滤波器的等效电路可以看成是两个单频段耦合带通滤波器的叠加，滤波器中的两个谐振频率由同一个谐振腔产生，因此谐振腔的个数可以减少一半。并且耦合谐振双频段滤波器的输入输出都只有一个谐振腔，因此设计需要在同一馈电点同时达到两个频段所要求的有载品质因数。滤波器中谐振腔之间的耦合也需要在同一位置同时满足两个频段的设计要求。
设计一个双频带通滤波器，首先要确定其通带频率以及带宽，然后求出谐振腔的各个参数，枝节长度，位置。谐振腔之间的距离可以通过带宽的需要来调节，在确定了谐振腔的尺寸之后，即要确定抽头的位置，用以实现频带所需的有载品质因数。
2 双频带通滤波器的设计
利用枝节加载的开环谐振腔，采用电耦合结构，设计了一个两腔的切比雪夫双频带通滤波器。该滤波器的两个通带中心频率为f1=3.0GHz，f2=5.3GHz，带内波纹0.01dB，3dB相对带宽分别为FBW1=10%和FBW2=8%。
该滤波器印制于介电常数为2.65，厚度为1mm的介质板上，其结构如图1所示。滤波器的电耦合系数随谐振腔的间距S变化的曲线通过软件Ansoft HFSS仿真得出，如图2所示。
取θ1=93°，θ2=93°，θs=30°（基于基本谐振模式f1=3GHz得出）即可以实现f2/f1=1.78的频率比，并通过仿真优化确定其相应参数的尺寸为La=10.5mm，L1=4.2mm，L2=1.6mm。
其中频率f1和f2处所得到的电耦合系数分别用k1和k2表示，k1和k2的大小表示着谐振腔间的耦合强弱，决定着两个工作频率的相对带宽的大小。由图2中曲线可知，在同一个间距S处，k1值大于k2值，也就是说，该滤波器的相对带宽FBW1将大于FBW2。但随着S的增加，两条曲线逐渐接近，k1与k2间的差值减小，相对带宽也趋于接近。
对于两级切比雪夫滤波器，谐振腔的耦合系数由带通滤波器的相°对带宽FBW，切比雪夫低通原型滤波器的元件值g1和g2，对应的频带n=1，2。通过计算得到滤波器的两个频带的电耦合系数分别为0.047和0.037，则取间距S=0.7mm。
在确定了谐振腔的尺寸之后，即要确定抽头的位置，用以实现频带所需的有载Qe。经过仿真优化，取馈点位置φ1=72°即可在两个频率处都实现良好的阻抗匹配，相应的结构参数Lf=9.1mm，Wf=0.9mm。最终仿真该滤波器所得到的S参数曲线如图3所示。由图3可知，两个3dB通带分别为2.8-3.2GHz和5.1-5.56GHz，带内最大插入损耗-0.02dB和-0.07dB具有良好的通带特性。
改变枝节的长度θs，高次模的谐振频率也随之相应改变，即第二个通带的中心频率f2将发生偏移。令θs分别为15°，30°和45°，进行仿真分析，所得到的S21曲线如图7所示。由图4可知，随着θs的变长，工作频率f2明显向低频处移动，而基模频率f1几乎保持不变，因此可以通过调节枝节的长度来改变频率比，改变频率f2的值。
由此可见，应用枝节加载谐振腔可以实现双频带通滤波器的设计，通过调节枝节的长度及位置可实现任意频率比。
3 结语
本文研究了双频耦合谐振带通滤波器的设计理论，得到了双频带通滤波器中滤波器参数与耦合系数及外部Q值之间的关系。对枝节加载开环谐振腔的特性进行了系统的研究，并利用这些理论和设计方法仿真设计了一个双频带通滤波器，分析了参数变化对其谐振频率的影响，两个3dB通带内最大插入损耗分别为-0.02dB和-0.07dB具有良好的通带特性。仿真优化结果验证了该方法设计双频带通滤波器的有效性，证明了这种方法在设计无线通信系统双频带通滤波器的可实用性。
参考文献
篇6
110kV银城铺变电站现有3个电压等级，分别为110kV、35kV、10kV，现运行两台40MVA有载调压变压器。最大负荷80MW。现有35kV出线4回，现有10kV出线17回。110kV为双母线带旁路接线方式；35kV为单母线分段接线方式，10kV为单母线分段接线方式。现有10kV无功补偿装置2组，总容量为12000kVAR。短路容量：110kV 最大2041 MVA、最小839 MVA；35kV 最大573 MVA、最小298MVA。
2. 35kV侧电能质量数据分析
为确定MCR型SVC装置研究与应用的方案，2010年9月对银城铺35kV两段母线进行了电能质量测试。测量的指标主要为电压总谐波畸变率、电压闪变、功率因数、无功波动、电压偏差率和谐波电流。通过对实际测量数据的分析，银城铺变电站35kV的4号母线存在的主要电能质量问题为：
1）功率因数偏低，仅为0.899（不投10kV电容器时）。
2）电压总谐波畸变率超标，如下表：
3）电压闪变超标，如下表：
4）谐波以3次、5次谐波为主。
3. MCR型SVC设计方案
通过实测电能质量数据和对其进行的分析，确定补偿方案的设计目标为：不投10kV电容器时功率因数补偿至0.97～0.99；消除母线上的电压畸变和闪变，滤除35kV母线3次、5次谐波；通过调节MCR可以将电压稳定在35 kV～36.8 kV范围之内。
3.1 一次设备接线方式
在35kV的4号母线上设计安装FC+MCR型静止型动态无功补偿及谐波滤波装置（SVC），其中FC分为两组，兼做滤波器使用，分别配置为3、5次谐波滤波器。
磁阀式可控电抗器（MCR）采用角形连接，滤波器由滤波电容器和滤波电抗器组成，其控制策略是以稳定35kV母线无功为主要目的，并对电压波动进行修正，采用闭环控制。通过PT检测母线电压，CT检测母线电流，通过控制器计算系统此刻的无功功率值，再根据检测到的母线电压，计算在限定的电压范围内补偿所需的无功功率。通过对MCR晶闸管开通角度的调节，满足稳定系统无功的主要目的。采用闭环控制可以实现快速响应和精确调节，使SVC达到最优的补偿效果。
3.2 35kV母线补偿容量的计算
35kV侧负荷基波无功补偿量计算，按未投入10kV电容器时功率因数计算。
（1）
式中，P为平均有功功率； 为自然功率因数； 为补偿后达到的功率因数。计算时由实测值 ，a1取0.899，a2取0.99，则 MVar，考虑到适当余度，补偿设计补偿容量可取21-24MVar。
3.3 滤波支路设计
在滤波器设计中，一般不将其设计到真正谐振状态，在整定值时，可将支路的电容变化率分别为1.07%（H3）和2.2%（H5）；偏离调谐点范围为0.5%（H3）和1.1%（H5），且滤波支路在设计时考虑了在调谐点谐波频率±2.5%范围内偏移时，均能达到滤波的要求例如：3次滤波器调谐值一般设计为2.985次滤波器设计值一般为4.95，设计滤波器时还要考虑品质因数，这个参数主要是衡量滤波效果；虽然理论上越大越好，但是品质因数过大，系统容易失谐，因此一般单调谐滤波器品质因数为15―45。滤波器主要参数如下表：FC部分全部投入后总设计容量18000kVar，总的基波容量为12000kVar。
3.4 磁控电抗器及其控制器设计
磁控电抗器由箱壳、器身、散热片、油枕以及出线套管等组成，其可控硅箱与电抗器本体可置于同一箱体的方式。磁控电抗器设计额定容量为12000kvar。一次接线图如下：
4.效果分析
通过对银城铺变电站35kV母线设计以MCR为主体的SVC无功补偿装置，能够成功地解决目前存在的电能质量问题，提高系统的电压稳定性，其效果主要表现在以下几个方面：
1）功率因数：35kV母线的平均功率因数在0.97以上。
2）谐波：35kV母线各相3、5次谐波电流均明显减小。
3）无功功率：35kV母线系统无功功率因SVC装置的大幅度波动变得非常平稳。
4）动态响应：设计的MCR型SVC装置在负荷发生变化的情况下，MCR能在1～2个周波内响应，并达到稳定。
5）电压偏差率：设计的MCR型SVC装置根据仿真分析，电压合格率均为100％。
另外，从经济效益上讲，设计的SVC装置还对减小电压降落损耗、降低电网线损、抑制闪变、提高电网供电能力和延长变电站电力设备使用寿命等方面发挥了重要作用。
参考文献:
[1] 陈伯超.新型可控饱和电抗器理论及应用.武汉：武汉水利电力大学出版社， 1999.20～66
[2] 徐俊起.新型静止无功发生器的研究：[硕士学位论文].成都：西南交通大学，2003
磁控电抗器由箱壳、器身、散热片、油枕以及出线套管等组成，其可控硅箱与电抗器本体可置于同一箱体的方式。磁控电抗器设计额定容量为12000kvar。一次接线图如下：
4.效果分析
通过对银城铺变电站35kV母线设计以MCR为主体的SVC无功补偿装置，能够成功地解决目前存在的电能质量问题，提高系统的电压稳定性，其效果主要表现在以下几个方面：
1）功率因数：35kV母线的平均功率因数在0.97以上。
2）谐波：35kV母线各相3、5次谐波电流均明显减小。
3）无功功率：35kV母线系统无功功率因SVC装置的大幅度波动变得非常平稳。
4）动态响应：设计的MCR型SVC装置在负荷发生变化的情况下，MCR能在1～2个周波内响应，并达到稳定。
5）电压偏差率：设计的MCR型SVC装置根据仿真分析，电压合格率均为100％。
另外，从经济效益上讲，设计的SVC装置还对减小电压降落损耗、降低电网线损、抑制闪变、提高电网供电能力和延长变电站电力设备使用寿命等方面发挥了重要作用。
参考文献:
[1] 陈伯超.新型可控饱和电抗器理论及应用.武汉：武汉水利电力大学出版社， 1999.20～66
[2] 徐俊起.新型静止无功发生器的研究：[硕士学位论文].成都：西南交通大学，2003
磁控电抗器由箱壳、器身、散热片、油枕以及出线套管等组成，其可控硅箱与电抗器本体可置于同一箱体的方式。磁控电抗器设计额定容量为12000kvar。一次接线图如下：
4.效果分析
通过对银城铺变电站35kV母线设计以MCR为主体的SVC无功补偿装置，能够成功地解决目前存在的电能质量问题，提高系统的电压稳定性，其效果主要表现在以下几个方面：
1）功率因数：35kV母线的平均功率因数在0.97以上。
2）谐波：35kV母线各相3、5次谐波电流均明显减小。
3）无功功率：35kV母线系统无功功率因SVC装置的大幅度波动变得非常平稳。
4）动态响应：设计的MCR型SVC装置在负荷发生变化的情况下，MCR能在1～2个周波内响应，并达到稳定。
5）电压偏差率：设计的MCR型SVC装置根据仿真分析，电压合格率均为100％。
另外，从经济效益上讲，设计的SVC装置还对减小电压降落损耗、降低电网线损、抑制闪变、提高电网供电能力和延长变电站电力设备使用寿命等方面发挥了重要作用。
参考文献:
篇7
在EIT系统中，由于电阻抗测量问题是影响电阻抗层析成像系统测量精度和重建图像质量的关键和难点之一，所以对微小电阻抗测量电路的研究是极为重要的。并且电阻抗层析成像系统要求实时处理数据，对数据处理的速度也有较高的要求。因此，本文针对EIT系统中电阻抗测量电路及其测量数据处理模块进行研究。利用Pspice仿真软件输出的直观数据，设计出合理的信号测量电路，并在此基础上进行参数优化，归纳得到EIT系统测量电路参数优化的一般准则，以满足成像系统在不同应用领域的同一要求，实现更灵活的、有效的工业过程自动化监控功能。
一、基于pspice的电阻抗层析成像测量电路优化仿真
EIT系统由四个功能模块组成，分别是信号发生模块、电极选通模块、信号测量模块以及数据采集与通信模块。其中，数据测量模块由前置差分放大、带通滤波器、相敏解调、低通滤波器四个子模块组成。
1.可控增益差分放大
接收电极上测得的信号很小，需要进行适当的放大，同时滤除信号中的噪声，以使后面的测量能得到较好的效果，本文选用芯片AD624完成这一功能，其pspice仿真电路及参数设置如图1所示。
图1 ERT仿真电路
2.带通滤波
前置放大电路由于芯片内部本身电阻不匹配的问题，会导致共模抑制较理想情况有很大下降，这样会使部分共模信号耦合到输出端，经放大之后叠加在解调电路输出，影响系统精度。所以在信号解调之前，用窄带带通滤波器滤除噪声。本文采用集成运放及电容、电阻构成的二阶带通滤波器，其pspice仿真电路及参数设置如图2所示。等效品质因数Q值是带通滤波的一个重要指标，Q值越高，滤波器的陡峭系数越高，滤波性能越好，通过仿真发现电容C2与C3是影响滤波效果的关键参数。
3.相敏解调
前置差分放大电路输出的信号依然是交流信号，无法作为成像数据，因此必须经过相敏解调电路将其转化为直流信号，并经过低通滤波器滤除噪声干扰信号，得到的直流电压信号就可以作为成像数据了。
相敏解调方法可以分为开关解调、乘法解调以及数字解调。开关解调会产生较大的噪声，且激励源的频率相对较低，应用较少；数字解调电路设计复杂，对A/D转换和CPU的要求很高。因此，本文选用乘法解调的方式来解决
问题。
设输入信号Vin与参考信号Vr是频率相同，但相位不同的信号：
Vin=Asin（ωt+φ），Vr=sin（ωt+θ）,乘法器输出电压为Vd=Asin（ωt+φ）sin（ωt+θ）=A[cos（φ-θ）-cos（2ωt+φ-θ）]/2。经低通滤波器滤掉高频成分后信号变为：VdLFP=Acos（φ-θ）/2。
由上式可知，输入信号与参考信号间的相位差决定了输出电压值的大小，相位差越小，则输出越接近理论值。因此可以通过采用相位补偿电路来尽可能减小输入端的相位偏差，优化解调输出。
电路中的乘法器选用AD734。AD734为四象限乘法器，全功率带宽为10MHz，静态精度为0.15%，该芯片无需复杂的参数调节电路，控制灵活。
4. 低通滤波
由于传感器电极的模拟开关在切换的过程中会引入高频的开关噪声，对有用信号造成干扰，影响电路正常工作，因此乘法解调的结果需要送到低通滤波环节，给直流电路滤除干扰，以供A/D采样转换。低通滤波所用时间占整个数据处理环节的大部分，因此，缩短低通滤波器的稳定时间可以提高整个信号处理模块的实时性。就滤波效果而言，当然是阶数越高效果越好，但使用更多的储能元件，会增加滤波器稳定的延迟时间。因此，在力求不影响系统精度的前提下，改善滤波环节的实时性，所以本文选用二阶巴特沃思滤波器。
二、仿真实验及结果
1.差分放大仿真与结果
共模抑制比是差分放大电路的关键指标，在仿真中，差模增益设置为200，将AD624的差模输入端进行短接后，在输入端送入峰值为1V到10V不等的频率为50kHz的信号，测出输出端的电压，根据公式计算发现，随输入共模信号的增加，共模抑制比呈上升趋势，满足电路中要求的60dB到80dB范围的要求。
2.带通滤波仿真与结果
在不断改变电容C2与C3的条件下，研究它们对带通滤波器幅频特性的影响，通过实验发现，当C2取值470pF附近时，波形最尖锐，Q值高，通带范围是35kHz～66kHz，满足系统要求。当C3取值10pF附近时，该窄带带通滤波器的滤波效果最好。
3.相敏解调的仿真结果
实验发现，输入信号与输出信号之间满足二倍频的关系，且输出包含直流成分，证明了该乘法器电路正确可行。如果输入信号与参考信号之间有相位差，假设偏差π/2，此时包含有效信息的直流分量被衰减为零。
前文已经提出，可以通过相位补偿的方法，改善解调输出，下面给出一个可行的方案。图3为相位补偿电路仿
真图。
通过调节电容C1的取值，对于同一输入信号，输出信号的相位及幅值有所改变。
4. 低通滤波的仿真结果
实验表明打破低通滤波器输入端电阻的平衡，可以提高输入电阻，减小输出电阻，缩短滤波器的稳定时间，但需要以增益的减小为牺牲。实验结果详见表1。表1中电阻单位是Ω，时间单位是μs。
本文利用pspice软件优化仿真EIT系统数据测量模块中的核心电路，通过优化仿真参数，分析仿真结果，归纳出了此类电路的参数选定一般建议。
参考文献：
[1]赵进创.电容层析成像技术及在两相流可视化检测中的应用研究[D].东北大学博士学位论文,2001.
[2]李二平.ERT数据采集系统的优化与模块化设计[M].天津大学硕士学位论文,2007.
[3]袁成刚.混频激励下电阻抗测量系统[M].:天津大学硕士学位论文,2005.
[4]史志才,王保良.电容层析成像技术在两相流流型辨识中的应用[J].自动化仪表.2000(8).
[5]黄志尧,陈珙.两相流流型辨识新方法的研究[J].浙江大学学报.1996(4).
篇8
Study on a new method of frequency measurement based on SAW sensor
MA Hui?cheng
（Science and Technology Department， Xi’an Innovation College， Yan’an University， Xi’an 710100， China）
Abstract： The shortcomings of the traditional frequency measuring methods are discussed in this paper. A new method of frequency measurement based on SAW sensor and a measuring circuit are designed. The frequency is preselected by SAW band?pass filter. The signal which is higher than intermediate frequency is measured by the method of frequency measurement and period measurement for others. The hardware circuit is composed of high speed digital devices. The system has high accuracy and is worth to spread.
Keywords： frequency measurement； SAW； sensor； intermediate frequency
传统的频率测量是利用频率计数电路[1]，在规定的时间内对频率信号进行计数，这个规定的时间就是闸门时间，闸门时间是由双稳态电路提供的。测得的频率数值[fx]，是在闸门时间[Tg]内对脉冲的计数值[Nx]与闸门时间[Tg]的比值，即[fx=NxTg]。当频率计正常运转时，被计数的信号脉冲首先通过闸门然后输入计数器，一般状况下，闸门的打开与闭合与计数脉冲在端口输入的时间是不同的。因此在相同的闸门时间里，频率计数器对相同的脉冲信号计数时，最终的显示值是不一样的，即有可能产生[±1]个脉冲误差值[2]。[Nx]会产生误差，[Tg]也会产生误差，这些误差的叠加就构成了实际的测频误差。利用晶振来产生基准时间信号[Tg]，方法是晶振的输出信号[fb]通过[n]级10分频电路，即[Tg=10n×1fb]。所以，[fx=Nx/Tg=Nx×][fb10n]。最终测频法的相对误差[dfxfx]为：
[dfxfx=dNxNx+dfbfb] （1）
[δf=δN+δ0] （2）
式中：[δN=dNxNx=±1Nx]是示值的相对误差，也叫量化误差；[δf=dfxfx]是被测频率信号的相对误差；[δ0=df0f0]是晶体振荡器的频率准确度，可以用来表示频率信号的稳定程度。
由式（2）可得，，被测频率的相对误差由两方面内容构成。即系统石英晶体振荡器的频率稳定度和量化误差组成。量化误差与两个因素相关：被测信号的频率值得上下限和双稳态电路的输出闸门时间。在某一频率[fx]的值不变的情况下，闸门时间[Tg]越大，误差值越小，闸门时间[Tg]越短，误差值越大。如果取闸门时间[Tg]为某一定值时，测量值[fx]越大，误差越小，测量值[fx]越小，误差就越大。在检测过程中就会出现频率值较低的信号测量精度较低，频率值较高的信号测量值较高的情况。系统的测频结果与频率信号的高低有直接关系。为了避免出现以上的情况，本文设计了一种利用表面声波器件的新式测频法。
1 新型测频法原理
外界的物理量可以影响声表面波（Surface Acoustic Wave，SAW）[3]传感器输出频率的数值。表面声波传感器的固有频率达到了百兆Hz量级，这个频率太高，因此很难被频率计精准测量，只有通过成比例的降低频率才能精准测量。本文的被测量是表面声波传感器在进行了差动结构的改进之后输出的频率。这个频率在经过混频电路之后就处于0～1 MHz之间。这个频率范围是可以精准测量的。为了在频率的两端都有较高的测量精度和较低的测量误差，本文设计了利用表面声波带通滤波器的新式频率测量方法。带通滤波器对于通过的信号有较强的选择能力，只有信号的频率在通频带内的信号才能无失真的通过。在此可以按照频率的高低来设计两个声表面带通滤波器，设计方式主要是在插指换能器的密度上按事先计算的结果来排成不同的密度，声波在谐振腔内的振动频率由于换能器的密度不同而不同。这样最终输出的频率就根据插指的密度不同而不同，整个系统只要2个带通滤波器就可以了。将来如果想要实现精度更高的系统，可以考虑多个带通滤波器的情况，这样带通滤波器的设计难度会增加。
频率信号的测量方式有两类，高频段可以测频以及低频段可以测周期。至于何时测频以及何时测周期则要看测量仪器的中界频率 的窄脉冲，以此脉冲触发双稳态电路1，从双稳态电路的输出端即得到所需要的宽度为基准时间的值可以推算出外界加速度的大小。同理，当[f1
2 分频、计数以及显示模块的设计
被测信号的频率介于0～1 MHz，相对数字电路器件来说信号的频率稍高。电路各个元器件都有传输延迟的现象，高频信号在测量中就会产生一些误差，这些误差体现在计数环节，译码环节及数码显示环节上。利用D触发器具有分频的特性，在正式测量前对信号进行降频，这样可以得到一个频率相对较低的信号。这样的信号在后续的测量过程中不会带有太大的误差。
图2是后续电路，包括显示、分频和计数3个环节。频率降低的原理是通过D触发器对输入被测信号首先进行两分频，这样可以得到输入信号频率一半的被测信号。电路的结构是把D触发器的端口[Q]与D触发器的置位端口D直接连接从而构成两分频电路。触发器输出端的输出信号再送到10进制计数器74LS192D的UP端口，这个信号的频率很高达到了1 MHz，所以必须用6个数码管来显示被测结果。低位计数器的C0端口和高一位的UP端口连接，这样就可以显示6位10进制数字。电路图里J1的功能是对数码管进行清零操作，以保证测量开始时数码管都显示0。整体电路如图2所示。3 试验结果及精度分析
利用Multisim 10软件对测频电路进行分析。分析过程为选取1 MHz的标准信号，首先进行2分频，整体电路里的频率计XFC1对上述信号进行测量，显示示值为500 kHz。使用软件自带的示波器对两路信号进行观测， 由图3、图4可得2分频后的信号频率约为被测信号频率的一半。测试数据证明所设计的两分频电路满足测量的要求。从表1可以看出，系统在测量时在低频段的误差几乎为0，只有在高频段才出现了误差。信号源输出的频率为500 kHz时，系统的测量频率为499 kHz，绝对误差是1 Hz。信号源输出的频率为1 000 kHz时，系统的测量频率为997 kHz，绝对误差是3 Hz。
4 结 语
频率的测量在科学研究工业生产的各个方面都具有很重要的作用，能否得到一个准确的频率值往往决定了一个检测系统的优劣。例如：现代很多传感器输出的信号具有准数字化特征，这个特征就是信号不用进行模/数转换就可以直接输入测量系统进行测量，电路的结构得以简化，但是这个频率信号的测量误差是个难以解决的问题，传统的测频法无法解决在频率的上、下限处测量时产生的较大误差。本文提出的基于频率选择的测频 本文由wWW. DyLw.NeT提供，第一 论 文 网专业写作教育教学论文和毕业论文以及服务，欢迎光临DyLW.neT法在误差控制上得到了提高，但是还有一些问题尚需解决，例如下一步可以考虑测量理论的具体实现。利用智能系统实现新型频率测量方法，首先要考虑选用哪种芯片，在电路中还要选取具体的双稳态电路和相应的触发器。电路中的滤波与放大电路也要设计合理，只有所有的因素满足系统的需要，整个系统才能体现出设计目标。
图4 双通道示波器显示图
表1 试验数据
参考文献
.制造业自动化，2010（2）：184?185.
篇9
A Novel Microwave Differential Lowpass Filter Based on Double-sided Parallel-strip Line
Qing-Yuan Lu
（Xinglin College， Nantong University， No.999， East Outer Ring Road， Nantong， 226000）
Abstract ─ In this letter， a novel microwave differential lowpass filter （LPF） is firstly proposed based on the double-sided parallel-strip line （DSPSL）. As the DSPSL is with the inherent differential transmission property， one of identical metal strips in DSPSL can be either signal line or ground for the other strip. The lowpass characteristic for the differential-mode operation is achieved when port 1’（ 2’ ） possess opposite signal lines as compared with port 1 （2）. L-C equivalent circuits for both differential-mode and common-mode are given to illustrate the frequency responses of the two modes. A demonstrated filter with 3 dB cut-off frequency at 1 GHz has been designed， fabricated and measured for the purpose of verification. The designed LPF features advantages of low in-band insertion loss and wide-band common-mode suppression. Good matching between the simulated and measured results has been observed， which verifies the proposed structure and its design concept.
Index Terms - double-sided parallel-strip line （DSPSL），Differential filter，lowpass filter.
一、 引言
S着现代无线通信系统的快速发展，平衡式电路因为许多的优点如抑制噪声能力、低串扰和低电磁干扰等优点，而受到了越来越多研究者的关注。滤波器作为一个频率选择器件，在无线通信系统中起着重要的作用。许多形式的传输线被用来设计平衡式滤波器，比如：微带线、带状线、双边平行带线和基片集成波导等[1]-[6]。
传统的平衡式滤波器设计方法并不容易实现具有高共模抑制度的平衡式低通滤波器。因为对于一对差分传输线而言，其差模情况下的等效电路始终会存在虚拟接地点。比如文献[1]-[4]中的结构并不能用来设计低通滤波器，因为其差模等效电路中拥有短路接地点。因此，很少有相关的论文涉及微波频段的平衡式低通滤波器设计。据作者所知，只有文献[8]-[9]提出了一种可以用来设计平衡式低通滤波器的方法，但是这种利用缺陷地结构来抑制共模信号的方法很难在实现较宽频带范围。
如图1所示，本文提出了一种新型的微波平衡式低通滤波器。该滤波器设计基于双边平行带线结构，拥有低带内插损和较宽的共模抑制能力等优点。并且介绍了一种滤波器的简单设计方法。
二、 滤波器设计
图1为所设计的平衡式低通滤波器的结构示意图。传统的双边平行带线是一种平衡式传输线，其结构中间层为介质，介质两面为对称的信号线。因为双边平行带线的对称特性，我们可以将“地”线和“信号”线互换使用。通过将端口处成对的SMA接头中的一个反接，可以实现差模等效电路与共模等效电路的互换，反之亦然。
差模情况下的低通特性是利用端口1（2）与端口1’（2’）相反的信号线来实现的。图2为平衡式低通滤波器的差模和共模的等效电路以及L-C原型。
图2 所设计的低通滤波器模的等效电路以及L-C原型电路
（a） 差模等效电路
（b） 共模等效电路
（c） 差模L-C原型电路
（d） 共模L-C原型电路
对于差模情况，如文献[11]第5章所述，可利用开路枝节实现低通响应。具有较高阻抗的传输线可以等效为电感（L1、L2和L3），那么开路枝节可以等效为接地电容（C1和C2）。在本设计中，我们将3dB截止频率设定为1GHz，两个传输零点分别设置在1.66GHz和2.3GHz用来提高低通滤波器的频率选择性。其零点的计算公式如下：
（1）
对于共模响应，短路枝节可以等效为电感（L4和L5）和电容（C3和C4）的并联。其共模的谐振点由并联的L4C3和并联的L5C4控制。而且这些共模谐振频点远离差模的通带响应，所以该平衡式低通滤波器可以在较宽的频带内抑制共模信号。
表1为实现上述差模低通滤波器所需的L-C的值。图3中的蓝线部分为该低通滤波器利用L-C原型电路进行仿真的频率响应。
基于上述理论分析设计了一款差分低通滤波器。其结构参数如下：l1 = 20 mm， l2 = 20 mm， l3 = 16 mm， l4 = 14 mm， w1 = 0.5 mm， w2 = 4.5 mm， w3 = 5.75 mm。基板采用罗杰斯4003C，其介电常数为3.38，厚度32mil，损耗角为0.0027。图3中带有红色三角的曲线为该滤波器通过软件仿真得出的频率响应。由图可见，与利用L-C原型电路的仿真结果吻合良好。
三、 测试结果
为了验证其理论的正确性，我们加工了该滤波器的样品。图4为该样品的照片。该滤波器的仿真结果是通过软件Aglient ADS 和Ansoft HFSS。电路样品测试采用Aglient公司的四端口矢量网络分析仪N5230A，该仪器可以同时测出差模和共模的S参数。图3为该平衡式电路的仿真与测试结果，两者吻合良好。从该滤波器的测试结果中可以看出，低通滤波器的3dB截止频率为1GHz，插入损耗小于0.22dB。该滤波器拥有良好的通带性能，而且10dB的共模抑制能力可以达到2.7GHz。
四、 结论
本文提出了一种基于双边平行带线的平衡式低通滤波器。通过相反的端口结构实现了平衡式滤波器差模响应的低通特性。为验证该理论，设计并制造了该滤波器样品，仿真与测试吻合良好。该滤波器的通带性能良好，并碛薪峡淼墓材R种颇芰Γ适用于现代无线通信系统。
致谢
项目基金：南通市科技计划项目（GY12015021）。
参考文献
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篇10
1.FIR滤波器基本原理
根据冲激响应的时域特性，数字滤波器可分为无限长冲激响应滤波器（IIR）和有限长冲激响应滤波器（FIR）。相比于IIR滤波器，FIR的突出优点是：具有精确的线性相位；总是稳定的；硬件容易实现；滤波器的过渡过程具有有限区间。
FIR滤波器的基本结构可以理解为一个分节的延时线，把每一节的输出加权累加，可得到滤波器的输出。FIR滤波器的冲激响应h（n）是有限长的，数学上N阶FIR滤波器可以表示为：
2.FIR滤波器的结构形式
FIR数字滤波器的实现一般有直接型、转置型、线性相位型、级联和频率采样等。
（1）直接型FIR数字滤波器
直接型FIR数字滤波器也称卷积型或横截型FIR数字滤波器。因为差分方程是信号的卷积形式，所以称为卷积型FIR数字滤波器。因为FIR数字滤波器的输入是一条x（n）延时链的横向结构，所以称为横截型FIR数字滤波器。图1给出了一个N阶的直接型FIR数字滤波器的图解。
（2）转置型FIR数字滤波器
直接型FIR数字滤波器的一种变换可称之为转置型FIR数字滤波器，可以根据图1来构造：l）互换滤波器的输入和输出；2）颠倒信号流向的方向；3）用差分放大器代替加法器，反之亦可。转置型FIR数字滤波器，这种FIR数字滤波器有两个特点：一是所有的乘法器的被乘数都是相同的，二是无需额外寄存器来缓存采样的数据。
（3）线性相位的FIR数字滤波器
FIR数字滤波器系统的最主要特性就是它能够构成具有线性相位的数字滤波器。所谓的线性相位特性就是指数字滤波器对不同频率的输入信号所产生的相移与输入信号的频率是直线关系。因此，在FIR数字滤波器通带内的信号通过FIR数字滤波器后，除了由相频特性的斜率所造成的延迟之外，可以不失真的保留通带内的全部信号。线性相位的FIR数字滤波器的对称性还可以降低滤波器中所需的乘法器的个数。如图2所示，可以看到在“对称”的结构中，每一个滤波周期均提供了一个乘法器的预算资源，使得乘法器的数量是图1中（直接型FIR数字滤波器）的一半。
（4）级联FIR数字滤波
级联FIR数字滤波器在需要控制FIR数字滤波器的系统函数的零点时，可将式（3）分解成二阶的实系数因子的模式：
这样就可以得到二阶级联结构。这种结构中，每一节都控制着一对一的零点，因此在需要控制系统的传输零点时可采用。但相应的FIR数字滤波器系数会增加，乘法运算的次数会增加，而且需要乘法器的个数更多，因此还会需要更多的存储器，运算时间也会比直接型FIR数字滤波器增加。
（5）频率采样FIR数字滤波器
频率采样FIR数字滤波器结构，是用系数将FIR数字滤波器参数化的实现的结构。一个有限长的序列可以通过相同长度的频域采样值而唯一确定。
将系统函数在单位圆上N等分后取样，是单位取样响应h（n）的离散傅里叶变换H（k）。H（k）跟系统函数的关系可以用内插公式来表示：
频率采样FIR数字滤波器的优点在于其选频性好，适用于窄带滤波；不同的FIR数字滤波器，若其长度相同，则可通过改变系统的系数后，用同一个网络实现，复用性好。频率采样FIR数字滤波器不足之处在于在具体实现时难免存在误差，零、极点可能不能够正好抵消，造成系统的不稳定；结构非常复杂，所需存储器很多。
通过比较FIR滤波器实现方法，不管是从复杂度、稳定性还是消耗资源上考虑，还是用线性相位型结构的FIR滤波器比较好。
3.滤波器系数设计
FDATool（Filter Design&Analysis Too1）是Matlab信号处理工具箱专用的滤波器设计分析工具，操作简单、灵活，可以采用多种方法设计FIR滤波器。这种方法设计的数字滤波器，可以随时调整滤波器特性，而且滤波结果实时显示在图形区，减少了工作量，有利于滤波器设计的进一步优化。
根据给定的滤波器设计指标，FIR滤波器通带带宽为2MHz，截止频率为3MHz，主要完成滤除3MHz以上干扰信号的工作，滤波器阶数为32阶。在FDATool中选用FIR低通滤波器设计，其幅频响应和相频响应如图3和图4所示。
通过MATLAB可以得到32阶的FIR低通滤波器系数，系数为[-0.0032；-0.0096； -0.0116；-0.0057；0.0068；0.0196；0.0233；0.0115；-0.0138；-0.0402；
-0.0494；-0.0259；0.0341；0.1175；0.1984；0.2481；0.2481；0.1984；0.1175；0.0341；-0.0259；-0.0494；-0.0402； -0.0138；0.0115；0.0233；0.0196；0.0068； -0.0057；-0.0116；-0.0096；-0.0032]。
从幅频响应和相频响应可以看出实现低通滤波功能的同时得到了一个具有线性相位特性的滤波器系数。由于MATLAB计算得到的滤波器系数为浮点数，而FPGA只能处理定点数据，所以还需要通过MATLAB将浮点数通过量化取整后转化为定点数。
4.FPGA实现及仿真结果
通过MATLAB中Simulink建立FIR滤波器模型，FPGA采用Xilinx公司的Spartan3A的XA3S200A器件，经过ISE软件综合后的滤波器顶层图如图5所示。
对自动生成得测试代码进行时序仿真，其仿真时序图如（图6）所示。
对于已在Simulink中构建完成的模型，启动仿真，其滤波前后的频谱图和时域波形图如图7-1、7-2所示。
通过滤波前后频谱分析对比发现，滤波前信号幅值基本一样，而滤波后高频信号的幅值衰减很大，从波形图分析对比发现，滤波前信号波形较密集，包含有高频成分，滤波后信号波形较疏松，滤去了高频成分。由此可知该FIR低通滤波器达到了滤波的效果。
5.结束语
研究了在FPGA中实现线性相位FIR滤波器的理论原理及设计方法，并在Xilinx FPGA器件上实现，借助ISE及MATLAB软件分别对FPGA实现结果和理论算法结果进行了仿真验证，经过数据分析，测试结果证明该FIR滤波器完全能够满足设计要求。
参考文献
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篇11
电力系统谐波问题早在20世纪20年代和30年代就引起科学家和工程师们的注意。早在19世纪末，当交流电以一种新兴的动力形式出现时，人们就发现了电压、电流的波形畸变问题，并同时对畸变的原理及消除方法等开始研究。当时在德国，由于使用静止汞弧变流器而造成了电压、电流波形的畸变。1945年JCRead发表的有关变流器谐波的论文是早期有关谐波研究的经典论文。
2.电力电子装置中的谐波产生
谐波即对周期性的交流量进行傅里叶分解，得到频率大于一的整数倍基波频率的分量。电网中的谐波主要是由各种大容量功率变换器以及其他非线性负载产生的，其中主要的谐波源是各种电力电子装置，如整流装置、交流调压装置等，这其中，整流装置所占的比例最大，它几乎都是采用带电容滤波的二极管不控整流或晶闸管相控整流，它们产生的谐波污染和消耗的无功功率是众所周知的；除整流装置外，斩波和逆变装置的应用也很多，而其输入直流电源也来自整流装置，因此其谐波问题也很严重，尤其是由直流电压源供电的斩波和逆变装置，其直流电压源大多是由二极管不控整流后经电容滤波得到的，这类装置对电网的谐波污染日益突出。
3.谐波的危害
电网中日益严重的谐波污染常常对设备的工作产生严重的影响，其危害一般表现为：1）谐波电流使输电电缆损耗增大，输电能力降低，绝缘加速老化，泄漏电流增大，严重的甚至引起放电击穿。2）使电动机损耗增大，发热增加，过载能力、寿命和效率降低，甚至造成设备损坏。3）容易使电网与用作补偿电网无功功率的并联电容器发生谐振，造成过电压或过电流，使电容器绝缘老化甚至烧坏。4）谐波电流流过变压器绕组增大附加损耗，使绕组发热，加速绝缘老化，发出噪声。5）使大功率电动机的励磁系统受到干扰而影响正常工作。6）影响电子设备的正常工作，如：使某些电气测量仪表受谐波的影响而造成误差，导致继电保护和自动装置误动作，对邻近的通信系统产生干扰，非整数和超低频谐波会使一些视听设备受到影响，使计算机自动控制设备受到干扰而造成程序运行不正常等。
4.谐波的抑制
4.1采取主动措施，减少电力电子设备的谐波含量
1）多脉波变流技术 对于大功率电力电子装置，常将原来6脉波的变流器设计成12脉波或24脉波变流器，以减少交流侧的谐波电流含量。
2）脉宽调制技术 其基本思想是控制PWM输出波形的各个转换时刻，保证四分之一波形的对称性。使需要消除的谐波幅值为零，基波幅值为给定量，达到消除指定谐波和控制基波幅值的目的。
3）多电平变流技术 针对各种电力电子变流器采用移相多重法、顺序控制和非对称控制多重化等方法，将方波电流或电压叠加，使得变流器在交流电网侧产生的电流或电压为接近正弦的阶梯波，且与电源电压保持一定的相位关系。
4.2安装电力滤波器，提高滤波性能
1）无源电力滤波器。无源电力滤波器（PPF）即利用电容和电抗器组成LC调谐电路，在系统中能够为谐波提供并联低阻通路，起到滤波作用；同时，利用电容还能补偿无功功率，改善电网的功率因数。但由于结构和原理上的原因，使用无源滤波装置来解决谐波问题也存在一些难以克服的缺点，如：只能滤除特定次谐波，谐波补偿频带较窄，过载能力小，对系统阻抗和频率变化的适应性较差，稳定性较差，体积大，损耗大等。
2）有源电力滤波器。通过检测电网中的谐波电流，然后控制逆变电路产生相应的补偿电流分量并注入电网，以达到消除谐波的目的。APF按与系统的连接方式不同可分为串联型、并联型和串―并联混合型。并联型APF主要适用于感性电流源负载的谐波补偿，串联型APF主要用于消除带电容的二极管整流电路等电压型谐波源负载对系统的影响，串―并联型APF兼有串、并联APF的功能。APF滤波特性不受系统阻抗影响，不会与电网阻抗产生串联和并联谐振的现象，且对外电路的谐振具有阻尼的作用。此外，APF具有高度可控性和快速响应性，不仅能补偿各次谐波，还可抑制电压闪变，补偿无功电流，性价比较为合理。
3）混合型电力滤波器。混合型电力滤波器将无源滤波器与有源滤波器组合起来，其中有源滤波器不直接承受电网电压和负载的基波电流，仅起负载电流和电网电压的高次谐波隔离器的作用，因而有源滤波器的容量可以设计得较小，利用串联的有源滤波器增加高次谐波阻抗而对基波无影响的特性，可以改善无源滤波器的滤波效果，防止与电网之间发生谐振，但其缺陷是有源滤波器的性能很大程度上决定于电流互感器的特性。另外新型混合有源电力滤波器方案，采用开关频率较低的IGBT构成的逆变器来进行无功补偿，由开关频率高，耐压较低的MOSFET构成的逆变器进行谐波电流补偿，高频逆变器的输出侧采用变压器隔离，可消除大部分干扰。为了更好地达到抑制谐波的效果，对不同的谐波源负载应该采用相应结构的滤波装置，如级联型大功率APF、基于DSP的智能型APF等的研究都标志着低损耗、大功率、高频率、智能化的APF是其发展方向。
5.结论
日益严重谐波污染已引起各方面的高度重视，“谐波污染”已成为电网内三大公害之一。随着对谐波现象的进一步认识，将会找到更有效的方法抑制和消除谐波，同时也有助于制度更加合理的谐波管理标准。为了更好地达到抑制谐波的效果，对不同的谐波源负载应该采用相应结构的滤波装置，只有各方面都重视起来，进行治理，才能还电网一个干净的环境。
参考文献：
[1]王兆安.黄俊.电力电子技术.北京：机械工业出版社.2003
篇12
2 电气工程的节能设计
2.1 高运行效率
为了提高电气自动化系统的运行效率，应尽量选择节能型的电力设备，通过减少系统损耗、无功补偿、均衡负荷等方法，治理电网线路的不平衡电压，平均分担导线负荷压力，不仅可有效提高系统运行效率，并且获得明显的节能效果。例如，在电气自动系统配电设计时，可合理选取设计参数和调整电路负荷，从而提高电气系统电源设备的综合利用率和运行效率，直接或者间接地降低电能损耗。
2.2 完善配电设计 [本文转自DylW.Net专业提供写作物理教学论文和职称论文的服务，欢迎光临Www. DylW.NEt点击进入DyLw.NeT 第一 论 文网]
配电设计应首先考虑电气自动化系统的适用性，满足供电设备的稳定性、可靠性要求和用电设备的电力负荷容量要求以及电气设备度对控制方法的要求等。在设计配电系统时，除了要满足电气设备和用电设备的运行要求外，还要确保电力系统的可靠、灵活、易控、稳定、高效等。其次，重点考虑电力系统的稳定和安全性，第一要确保电气自动化系统线路具有良好的绝缘性，第二，在设计走线时，应严格控制水平导线的绝缘距离，第三，确保导线的动态稳定、热稳定和负荷能力的裕度，保障电气自动化系统运行中配电设备和用电设备的安全、稳定性，同时应做好电气自动化系统的接地和防雷设计[2]。
3 节能技术在电气自动化中的应用
3.1 加装有源滤波器
电网线路中的大量谐波易导致电气自动化系统中的电气设备出现误操作，为了提高电气自动化系统的安全性，可在电气设计时加装有源滤波器，消除电网的大量谐波，降低电气自动化系统的线路损耗。随着电网线路中各种电气设备数量不断增加，电网线路谐波也不断增加，这时基波电压和谐波阻抗电压易发生重叠，导致电力系统电压发生不同程序畸变，引起电气设备误动作。在电气自动化系统中加装有源滤波器可有效解决这个问题，有源滤波器使用功率宽、动态性能好、反应速度快，并且可有效补偿电网线路的无功功率，通过有源滤波器过滤电网线路的谐波，有效减少电气设备的误操作和误动作，提高电气自动化系统的节能效果。
3.2 加装无功补偿装置
在电气自动化设计中，可适当加装无功补偿装置，减少电路损耗，确保电网的运行效率和运行质量，提高电力系统的安全性和稳定性。通过加强无功补偿装置补偿电网线路的无功功率，应满足以下要求：其一，根据电网无功功率情况，设置无功补偿装置的投切参数物理量，可有效避免无功补偿装置发生投切震荡、无功倒送等情况；其二，安装无功补偿装置时，对电网线路的局部区域进行就地补偿，特别是用电量较大的线路，不仅可保障电网供电质量，而且可有效减少电网线路无功功率的长距离传输，具有显著的节能效果；其三，为了获得更好地武功补偿效果，在选择无功补偿装置的投切方式时，由于无功补偿装置的分担方式、投切开关方式、按编码分配方式、按比例分配方式等难以达到预期的无功补偿效果，因此最好采用具有调节平滑、跟踪准确、适应面广等特点的模糊投切方式[3]；其四，在使用无功补偿装置对电网线路进行无功功率补偿时，要根据电气自动化系统的具体运行参数值，如目标功率因数、配电电压值、电流负荷等，来合理确定电容器容量。
3.3 优化变压器选择
为了提高电气自动化系统的节能效果，应优化变压器的选择，一方面，电气自动化系统应尽量选择节能型变压器，降低变压器的有功功率损耗；另一方面，变压器电气设计，通过在三相电源上均匀分解单相设备、单相无功功率补偿装置、三相四线制供电等方式，减少电网线路的不平衡负荷，具有良好的节能效果。
3.4 减少线路传输损耗
由于电网线路上有电阻，在电能传输过程中不可避免会产生有功功率损耗，虽然这部分损耗不可能完全消除，但是可通过一定措施，最大程度的降低线路损耗。第一，增大导线横截面积，在确保电气自动化系统的电气特性基础上，适当增加导线横截面积，降低导线电阻，从而减少线路损耗；第二，合理设计布线路径，电气自动化系统设计在导线布线时，应合理设计布线路径，避免线路过度弯曲，可有效减少导线电阻；第三，减少负荷中心和变压器之间的距离，缩短供电距离，减少电网线路传输电能的功率损耗；第四，为了减少电网线路电能损耗，尽量选择电导率较小的导线材质，提高电网线路的节能性。
4 结语 [本文转自DylW.Net专业提供写作物理教学论文和职称论文的服务，欢迎光临Www. DylW.NEt点击进入DyLw.NeT 第一 论 文网]
在节能减排的社会大环境下，电气自动化节能设计引起人们的广泛关注，结合电气自动化系统的运行要求，积极应用多种节能技术，优化电气自动化系统节能设计，最大限度地发挥节能技术在电气自动化中的作用，减少电网损耗，实现最大化的经济效益和社会效益。
参考文献
篇13
1 电力系统中的谐波源
1.1 谐波的定义
“谐波”一词起源于声学。有关谐波的数学分析在18世纪和19世纪奠定了良好的基础。傅利叶等提出的谐波分析方法至今仍被广泛应用。电力系统的谐波问题早在20世纪20年代和30年代就引起了人们的注意。当时在德国，由于使用静止汞弧变流器而造成了电压、电流波形的畸变。1945 J.C.Read发表的有关变流器谐波的论文是早期有关谐波研究的经典论文。到了50年代和60年代，由于高压直流输电技术的发展，发表了有变流电力系统、工业、交流及家庭中的应用日益广泛，谐波所造成的危害也日趋严重。世界各国都对谐波问题予以充分和关注。国际上召开了多次有关谐波问题的学术会议，不少国家和国际学术组织都制定了限制电力系统谐波和用电设备谐波的标准和规定。
供电系统谐波的定义是对周期性非正弦电量进行傅利叶级数分解，除了得到与电网基波频率相同的分量，还得到一系列大于电网基波频率的分量，这部分电量称为谐波。谐波频率与基波频率的比值（n=fn/f1）称为谐波次数。电网中有时也存在非整数倍谐波称为非谐波（Non-harmonics）或分数谐波。谐波实际上是一种干扰量，使电网受到“污染”，而现在供电系统谐波污染日趋严重。
1.2 电力系统中主要的谐波源
所谓谐波是指一个周期电气量的正弦波分量，其频率为基波频率的整数倍。周期为T=2π/ω的非正弦电压u（ωt），在满足狄里赫利条件下，可分解为如下形式的傅里叶级数：
式中，频率为 （n=2，3…）的项即为谐波项，通常也称之为高次谐波。电网谐波的产生，主要在于电力系统中存在各种非线性元件。即使电力系统中电源的电压为正弦波，但由于非线性元件的存在，从而电网中总有谐波电流或电压。产生谐波的元件很多，包括荧光灯和高压汞灯等气体放电灯、感应电动机、电焊机、变压器、电弧炉及晶闸管整流设备等，其中最为严重的是大型的晶闸管整流设备和大型电弧炉，它们产生的谐波电流特别突出。经统计表明，它们产生的谐波占总谐波量的近40%，是最大的谐波源。下面将对整流装置、电弧炉和电气化铁道的谐波进行简要的分析。
2 电力系统谐波仿真
系统仿真是根据被研究的真实系统的数学模型研究系统性能的一门学科，现在尤指利用计算机去研究数学模型行为的方法。计算机仿真的基本内容包括系统、模型、算法、计算机程序设计与仿真结果显示、分析与验证等环节。仿真是系统分析研究的重要手段，它可以验证理论和设想、模拟实际系统运行过程、分析系统特性随参量的变化规律、描述系统的状态与特性，可以具有实验相同的作用，同时可以避免实际操作的复杂性，完成无法实验系统或过程的仿真模拟等。因此，实现对永磁同步伺服系统的仿真具有实际意义。
2.1 仿真工具介绍
近20年以来，国际、国内出现了许多专门用于计算机数字仿真的仿真语言与工具，如CSMp，ACSL，SIMNON，MATLAB/SimulinLk，Matrix刀SystemBuild，CSMP一C等。
Matlab是以复数矩阵作为基本编程单元的一种高级程序设计语言，它提供了各种矩阵的运算与操作，并有较强的绘图功能。MATLAB是一个高度集成的软件系统，它集科学与工程计算、图形可视化、图像处理、多媒体处理于一身，并提供了实用的WindowS图形界面设计方法，使用户能设计出友好的图形界面。MATLAB语言在自动控制、航天工业、汽车工业、语音处理、信号分析、图像信号处理等各行业中都有极广泛的应用。Simulink是用于MATLAB下建立系统框图和仿真的环境，利用它的SinLk、Souree、Linear、Nonlinear、Conneetors、Extra选用现成模块或创建自己的模块，对于某些没有模型而又不便创建模型的环节或控制算法可以采用M文件（s函数）来实现系统部分功能。模型建立后，可以启动仿真。仿真过程中所感兴趣的量可以使用Scope示波器来加以观察。Simulink中可以使用的电力系统仿真模块集（powerSystemsBloekset）提供了七大类上百种电气元件模型，包括开关元件和电机模型等，可以用于电路、电力电子系统、电机系统、电力传输等过程的仿真。它提供了一种类似电路建模的方式进行模型绘制，在仿真前将自动将其变化成状态方程描述的系统形式，然后才能在Simulink下进行仿真分析。
2.2 对无源滤波器进行仿真
在MATLAB/Simulink环境下，利用PSB模块库，在分析了无源滤波器的基础上，建立了仿真模型。本系统采用三相整流电路对电路系统注入谐波，分析比较仿真数据。
2.2.1 无源滤波模块
该无源滤波模块由三个单调谐滤波器和一个高通滤波器组成，主要针对整流器产生的特征谐波进行滤波，三个单调谐滤波器调谐在5、7、11特征谐波频率上。
2.2.2 三相整流桥模块
利用该模块模拟电力系统中的整流装置产生的谐波源，并对其进行滤波仿真。
2.2.3 10KV电力系统仿真模块
这个电力系统的仿真模块，可以准确的输出三相正弦电压，提供电力系统谐波的频域分析，从而更加明了的看出滤波的效果。
2.3仿真结果分析
从仿真结果可以看出，利用无源滤波器对电力系统中的谐波源（三相整流电路）进行滤波，电力系统中的谐波电流有明显下降，电流波形与正弦波仍相差较远；在电路系统中加装有源电力滤波器，滤波前电力系统中含有大量的谐波电流，滤波后电流波形近似为正弦波，频域分析中的谐波含量几乎为零。可以看出有源电力滤波器比起无源滤波器有更强的滤波效果。
3 结论
随着我国谐波治理工作的深入开展，谐波的发生，综合动态的谐波治理措施，电网的无功功率补偿问题，是当前电力系统面临的一大课题。要消除谐波污染，除在电力系统中大力发展高效的滤波措施外，在设计、制造和使用非线性负载时，也要采取有力的抑制谐波的措施，减小谐波侵入电网，从而真正减少由于谐波污染带来的巨大经济损失。
参考文献：
[1]陆扬.供电系统谐波的产生、危害及其防护对策[D] 华东电力，2003 （10）.
[2]王庆红.遵义电网谐波分析与监测[D].贵州大学，2006.